本设计的系统以TI公司的TMS320LF2407A为控制核心，由主电路、系统保护电路和控制电路组成，其总体设计图如图3.1所示。
图1.1 基于DSP的通用变频调速系统总体设计图
其中主电路部分由整流电路、滤波电路、逆变电路(IPM)和IPM驱动电路与吸收电路组成。其工作原理是把单相交流电压通过不可控整流模块变为直流电压，整流后的脉动电压再经过大电容C1，C2平滑后成为稳定的直流电压。IPM逆变电路对该直流电压进行斩波，形成电压和频率均可调的三相交流电，提供给电机。
系统保护电路包括过压、欠压保护、限流启动、IPM故障保护与泵升控制等。过压、欠压保护是利用电阻分压采集母线电压，与规定值相比较；限流启动是由于开启主回路时，大电容充电瞬间引起的电流过大，这样可能会损坏整流桥，因此在主回路上串联限流电阻R1，当电容电压达到规定值时，启动继电器把R1短路，主回路进入正常工作状态；IPM故障保护是IPM内部集成的各种保护功能，包括过电流保护功能、短路保护功能、控制电源欠电压保护和管壳及管芯温度过热保护。把上述各种故障信号进行综合处理后形成总的故障信号送入DSP(TMS320LF2407A)的PDPINTA故障中断入口，进而封锁DSP的PWM波输出。
控制电路包括DSP最小系统电路、频率输入电路、光耦隔离电路等。最小系统由DSP本身和外扩的数据SRAM、程序SRAM、复位电路、晶振、译码电路、电源转换电路和仿真接口JTAG电路组成，仿真接口JTAG电路是为了实现在线仿真，同时在调试过程装载数据代码和程序代码；频率输入电路可以设置系统要输出的SPWM波的频率；光耦隔离电路是为了把DSP输出的弱电信号和主电路的强电信号进行可靠隔离。
主电路原理图如下图所示，由整流电路、滤波电路、逆变电路(IPM)和IPM的吸收电路组成。主电路采用典型的交－直－交电压源型通用变频器结构，输入功率级采用单相桥式不可控整流电路RB1，整流输出经中间环节大电容(由C1到C4电容组成)滤波，获得平滑的直流电压。逆变部分通过功率器件IGBT的导通和关断，输出交变的
主电路原理图
脉冲电压序列。由于功率器件开关频率过高，会产生电压尖脉冲，因此需要吸收电路来消除该尖峰。图中C5为C型吸收电路，R6到R11和C6到C11组成RC型吸收电路。发光二极管DS1用来显示滤波电容两端的电量。
下面详细介绍各个部分电路及元件参数。(被控电动机参数为：△联接，额定功率为PN=60W，额定电压UN=220V，额定电流IN=0.28A，额定频率fN=50Hz，额定转速nN=1400r/min。)
整流电路由4个整流二极管组成单相不可控整流桥，它们将电源的单相交流全波整流成直流。整流电路因变频器输出功率大小不同而异。小功率的，输入电源多用220V，整流电路为单相全波整流桥；大功率的，一般用三相380V电源，整流电路为三相桥式全波整流电路。本设计采用的是单相整流桥。
整流二极管的计算，通过二极管的峰值电流：
IM=IN==A (1.1)
流过二极管电流的有效值：
(1.2)
二极管电流定额：
In=(2~3)Id=1.12~1.68A (1.3)
考虑滤波电容的充电电流影响，要有更大的电流裕量，选用In=10A。整流二极管的电压定额：
Un=Um== (1.4)
选用Un=1000V。根据上面计算的电压和电流以及市场价格和供货情况，实际选用的单相整流桥为10A，1000V。
在整流电路中输出电压是脉动的，另外，在逆变部分产生的脉动电流和负载变化也使得直流电压产生脉动，为了将其中的交流成分尽可能的滤除掉，使之变成平滑的直流电，必须在其后加上一个低通滤波电路。这里采用常用的电容滤波电路，在整流输出端并入大电容，整流输出直流电压含有很多偶次谐波，频率越高，电容容抗越小，分流作用越大，谐波被滤除的就越多，输出电压的平均值就越大。滤波电容除了滤除整流后的电压纹波外，还在整流电路与逆变器之间起去祸作用，以消除相互干扰，这就给作为感性负载的电动机提供必要的无功功率。因而，中间直流电路电容器的电容量必须较大，起到储能作用，所以中间直流电路的电容器又称储能电容器。
在没有加入滤波电容时，单相整流桥输出平均直流电压为：
(1.5)
加上滤波电容后，Un的最高电压可达交流线电压的峰值：
(1.6)
假设输入电压的波动范围为200V~240V，当输入电压对应240V的输入，整流后的电压为324V。又设电源功率因数为0.9，那么每一个周期，电容吸收的能量为：
(1.7)
式中为电机输出功率，Upk为峰值电压，Umin为最小交流输入电压。考虑到纹波的需要，最小的交流输入电压应该在200V以上，所以有：
(1.8)
滤波电容理论上讲越大越好，实际中考虑价格我们选择4个450伏330μF的电解电容，分别两个并联后再2个串联，最后等效为一个耐压900伏330μF的电容。并联在电容两端的为均衡电阻，由于电容的各个参数不是完全相同，此均衡电阻使串联的电容分压相同，同时在电源关断时，给电容提供一个放电回路，此电阻阻值选用47kΩ。
逆变电路的功率开关器件选用的是以绝缘栅双极晶体管(IGBT)为核心的智能功率模块(IPM)。
IPM的内部基本结构为IGBT单元组成的三相桥臂；（见附录1）
内含续流二极管；内置驱动电路、保护电路和报警输出电路。IPM管脚的功能如表1.1所示（见附录2）
IPM的选取：
IGBT正反向峰值电压为：
UM=== (1.9)
IGBT电压定额为：
(1.10)
式中： 1.5——安全裕量
1.2——考虑大电容滤波后的电感升高系数
IGBT通态峰值电流为：
IM=IN=×= (1.11)
IGBT电流定额为：
IN=IM= (1.12)
式中：1.5——安全裕量
1.2——考虑电机的过载倍数
故可选用l0A/600V的IPM模块，型号为PM10CSJ060。
(4)续流电路
续流二极管的主要功能有：
1)电动机的绕组是电感性的，其电流具有无功分量。续流二极管为无功电流返回直流电源提供“通道”。
2)当频率下降、电动机再生制动状态时，再生电流将通过续流二极管返回直流回路。
3)IGBT(Q1~Q6)进行逆变的基本工作过程：同一桥臂的两个逆变管，处于不停的交替导通和截止的状态。在这交替导通和截止的换相过程中，也不时地需要续流二极管提供通路。
(5)IPM逆变器开关频率的确定
在变频调速系统中，采用SPWM逆变电路可以大大降低逆变电路输出电压的谐波，使逆变电路的输出电流接近正弦波。谐波的减少取决于逆变电路功率元件的开关频率，而开关频率则受器件开关时间的限制。
尽管智能功率模块IPM的开关频率可达10~20kHz，但在确定逆变电路开关频率时，除了应使逆变电路输出接近正弦波，还要考虑器件的开关损耗，以保证变频调速系统具有较高的效率。因此，必须全面衡量后再确定采用IPM的逆变电路的开关频率。本系统开关频率选用1.8kHz。
IPM逆变驱动接口电路如图1.4所示(上桥臂只以U相为例)。（见附录3）
(1)驱动电源
1)当控制信号(栅极驱动)与主电流共用一个电流路径时，由于主回路有很高的di/dt，至使在具有寄生电感的功率回路产生感应电压，而导致可能感应到栅极把本来截止的IGBT导通。因此IPM驱动电源需要采用四组隔离电源。上桥臂每相各用一组电源，下桥臂三相共用一组。
2)驱动电源电压在13.5V~16.5V之间，IPM能够正常工作。若电源电压高于16.5V，则IGBT因驱动电源电压过高，保护性能得不到充分的保证，高于20V时IGBT管的栅极会损坏，因此绝对不能加如此高的电压。若电源电压低于13.5V，IGBT驱动电源电压不足，这时控制信号为无效操作。典型的工作电压一般取15V。
3)制作驱动电源时，应尽量降低纹波电压，还要使电源的附加噪声降到最小。可在控制电源输出端接10μF及0.1μF的滤波电容，保持电源平稳，修正线路阻抗。
(2)控制信号输入
控制电路电流与开关频率有关(见附录4)，因此控制端加一个上拉电阻。上拉电阻应尽可能小以避免高阻抗IPM拾取噪声，但又要足够可靠地控制IPM。
在PWM信号输入端必须用高速光耦进行隔离，一般取光耦的开关速度tPLH、tPHL<0.8us、共模抑比CMR>l0kV/us，通常的型号有：HCPL4504，TLP559，6N136，并且在光耦输出端接一个0.1uF的退耦电容。
故障信号Fo使用时必须注意，当TFO=1.8ms(典型值)有效时，IPM会关断开关并使输入无效。在Fo结束后自动复位，同时输入有效。因而在Fo输出时系统必须在1.8ms内使PWM信号无效，等故障排除后方可重新有效。低速光耦可用于故障输出端。
本系统采用高性能的DSP(TMS320LF2407A)为控制核心，与频率输入电路、光耦隔离电路构成了结构比较简单的控制系统。
DSP目标板能为使用者提供一个方便的开发环境，开发者可以根据自己实际的使用情况设计不同的目标，本次研究使用的TMS320LF2407A目标板是能够开发使用DSP的最小系统板，它主要由TMS320LF2407A芯片、电源电路、时钟、片外数据/程序存储器、译码电路、JTAG仿真接口、外部总线扩展接口等组成。DSP最小系统框图如图所示：
图3.11 DSP最小系统框图
(1)电源电路
DSP最小系统仅由一个外部5V电源供电。由于LF2407A芯片供电电压只能是3.3V，所以在设计电路时，需要将5V电源变换为3.3V给CPU供电，因此使用了TI公司的5V/3.3V电源转换芯片TPS767D301，该芯片最大输出电流为1A。电路如下图所示：
电源转换电路
(2)时钟
系统主时钟输出信号CLKOUT1是由片内时钟发生器产生的，其频率是源时钟信号CLKIN的分频或倍频。时钟发生器由两个独立元件、一个振荡器和一个锁相环(PLL)组成。内部振荡器CLKIN和CLKOUT1信号，使CLKOUT1=CLK1N/2。PLL可使CLKOUT1的频率是CLKIN频率的一个倍数，并将CLKOUT1的相位锁定在从CLKIN上。电路如下图所示。通过一个连接于XTAL1/CLKIN和XTAL2引脚之间的晶振产生源时钟信号，以启动内部振荡器。
时钟电路
(3)JTAG仿真接口电路
几乎所有的高速控制器和可编程器件都配有标准仿真接口JTAG，LF2407A也不例外。JTAG扫描逻辑电路用于仿真和测试，采用JTAG可实现在线仿真，同时也是调试过程装载数据、代码的唯一通道。通过JTAG接口可将仿真器与目标系统相连接。JTAG接口符合IEEE1149.1设计标准。为了与仿真器通信，DSP控制板必须带有14引脚的双排直插管座。LF240ADSP和14针仿真插座连接的电路如图3.15所示。
图3.15 JTAG引脚图
本变频调速系统对应的输出频率范围是0~60Hz，步进为1Hz，因此要求输入信号可以输入0到60中的任一个数。本系统采用8路拨段开关来输入8路高、低电平对应二进制数0、1，这8位二进制数的值就是输入的频率值，从而达到调节输入频率值的目的。拨段开关产生的这8路信号再连接到DSP的PE口，DSP采集这8路信号再在程序中作相应的处理以产生对应频率的输出信号。电路如下图所示。
频率信号输入电路
本系统设计时选择东芝公司的光电耦合器TLP559，该光耦的开关速度tPLH=0.5μs，tpHL==0.3μs、共模抑制比CMR>10kV/μs。电路连接时使光耦与IPM控制端子间的布线最短，布线阻抗最小。TLP559为发光二极管驱动方式，dv/dt的耐量小，故采用光耦阴极接限流电阻的驱动电路形式，电路如下图所示。
光耦隔离电路
附录1
IPM内部基本结构原理图
附录2
表1.1 IPM各管脚功能表
管脚
功能
VUPC(1)
上桥臂U相驱动电源+端输入
VFO(2)
上桥臂U相故障输出端(低有效)
UP(3)
上桥臂U相驱动信号输入端(低有效)
VUP1(4)
上桥臂U相驱动电源－端输入
VVPC(5)
上桥臂V相驱动电源+端输入
VFO(6)
上桥臂V相故障输出端(低有效)
VP(7)
上桥臂V相驱动信号输入端(低有效)
VVP1(8)
上桥臂V相驱动电源－端输入
VWPC(9)
上桥臂W相驱动电源+端输入
WFO(10)
上桥臂W相故障输出端(低有效)
WP(11)
上桥臂W相驱动信号输入端(低有效)
VWP1(12)
上桥臂W相驱动电源－端输入
VNC(13)
下桥臂共用驱动电源－端输入
VN1(14)
下桥臂共用驱动电源+端输入
UN(15)
下桥臂U相驱动信号输入端(低有效)
VN(16)
下桥臂V相驱动信号输入端(低有效)
WN(17)
下桥臂W相驱动信号输入端(低有效)
FO(18)
下桥臂共用故障信号输出端(低有效)
P(19)
直流侧输入+端
N(20)
直流侧输入－端
U(21)
逆变器三相输出端
V(22)
W(23)
附录3
IPM接口电路
附录4
控制端电流与开关频率的关系
单位mA
N端
P端
DC
20kHz
DC
20kHz
型号
Typ. Max.
Typ. Max.
Typ. Max.
Typ. Max.
PM10CSJ060
18 25
23 32
7 10
8 12